艾默生UPS電源60KVA批發(fā)商
發(fā)布者：xdc19950922 發(fā)布時間：2018-01-11 14:42:00
艾默生UPS電源60KVA批發(fā)商
1 引言
艾默生UPS電源高頻開關(guān)技術(shù)的發(fā)展，使工頻變壓器從許多領(lǐng)域中退了出來，但是在需要隔離的不間斷電源、數(shù)碼線性功率放大器、要求輸出低頻正弦波的DC/AC變換器等許多領(lǐng)域中，為了隔離或變換電壓的需要，不得不保留了低頻變壓器。為了克服低頻變壓器笨重、體積大等缺點，隨著高頻開關(guān)技術(shù)的不斷成熟，使去掉低頻變壓器成為可能。圖1所示為一種比較典型的電路結(jié)構(gòu)。
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圖1典型高頻逆變電路結(jié)構(gòu)
艾默生UPS電源由圖1可知，該電路結(jié)構(gòu)中兩次使用了逆變器，一次是為了獲得高頻，以便利用高頻變壓器進行變壓和隔離，第二次是為了獲得工頻正弦交流電壓。由于多用了一級功率逆變器，因此增加了功率損耗。本文提出了一種新型的用高頻變壓器傳遞低頻功率的方法，可以直接利用高頻變壓器同時完成變壓、隔離、傳遞功率的任務(wù)，不需要增加一級功率逆變器。從而簡化了結(jié)構(gòu)，減小了體積和重量，提高了效率，為實現(xiàn)電力電子設(shè)備的高頻、高效、高功率密度創(chuàng)造了條件。該電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。
圖2 帶逐個脈沖磁復(fù)位的逆變器電路結(jié)構(gòu)
2 電路工作原理
2.1 系統(tǒng)組成
如圖3所示，該系統(tǒng)由雙組合式單端反激變換器、雙向高頻整流器、高頻濾波和控制部分組成。雙組合式單端反激變換器實質(zhì)上是共用一個變壓器磁芯和副邊的兩個單端反激變換器，在控制信號vc的正負(fù)半周分別受vg1、vg2的控制進行斬波運行，完成變壓、隔離、傳遞功率的任務(wù)。雙向高頻整流器用兩個場效應(yīng)管代替一般的反激變換器中副邊的二極管。兩個場效應(yīng)管分別受vg3、vg4的控制在低頻信號的正負(fù)半周分時導(dǎo)通，并相互與對方體內(nèi)的寄生二極管構(gòu)成通路實現(xiàn)雙向高頻整流。雙向高頻整流后得到一列雙向脈沖，該列脈沖的包絡(luò)線與控制信號vc波形相似，頻率相同，幅度不同，經(jīng)高頻濾波后，得到與vc同頻率的輸出電壓�？刂撇糠之a(chǎn)生與低頻控制信號vc同頻率的，相位互差(Tc為vc波形的周期)的雙列單極性SPWM高頻脈沖vg1、vg2和雙列低頻開關(guān)脈沖vg3、vg4，分別控制雙組合式單端反激變換器和雙向高頻整流器，并通過輸出電壓實時反饋方式，改變SPWM高頻脈沖列的調(diào)幅深度ma來實現(xiàn)變換器對輸出電壓的調(diào)節(jié)。
圖3 系統(tǒng)組成框圖
2.2 控制部分工作原理
控制原理框圖及各點電壓波形如圖4所示。vc為待傳遞放大的低頻調(diào)制信號(如50Hz正弦波信號)，vt為單極性等腰三角形高頻載波信號(如20kHz高頻三角波)。為實現(xiàn)vg1～vg4各點波形，采用以下控制策略。
圖4 控制原理框圖及各點電壓波形圖
1)把低頻調(diào)制信號vc與高頻載波三角波信號vt相比較，得到與vc同頻率的單極性SPWM信號vg1;
2)把低頻調(diào)制信號vc經(jīng)過零比較器比較，得到與vc同頻率的低頻開關(guān)脈沖信號vg3;
3)把低頻信號vc反相得到與vc同頻率的調(diào)制信號-vc，再用-vc與載波信號vt相比較，得到與vg1同頻率的相位差的單極性SPWM信號vg2;
4)把調(diào)制信號-vc經(jīng)過零比較器比較，得到與vg3同頻率的相位差的低頻開關(guān)脈沖信號vg4。2.3 主電路拓?fù)?br />
圖5所示為傳統(tǒng)的帶復(fù)位繞組的單端反激變換器，復(fù)位繞組N2的匝數(shù)等于繞組N1的匝數(shù)。當(dāng)開關(guān)管V導(dǎo)通時，D3反向阻斷，變壓器儲能。在V關(guān)斷時，D3導(dǎo)通，變壓器的儲能向負(fù)載Zl及濾波電容Cf輸出;D2導(dǎo)通，N2作為復(fù)位繞組將變換器的漏感儲能回饋到電源U中，并箝位V上的Uds為2U。
圖5 帶復(fù)位繞組的單端反激變換器
圖6所示為新型DC/AC功率傳輸電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。N1、V1、N3組成一單端反激變換器，它與由N2、V2、N3組成的另一單端反激變換器構(gòu)成雙組合式單端反激變換器，并在控制信號周期的正負(fù)半周受vg1、vg2高頻SPWM脈沖的控制分別斬波導(dǎo)通。V3、V4組成雙向高頻整流器，在控制信號周期的正負(fù)半周分時導(dǎo)通，并相互與對方體內(nèi)寄生的并聯(lián)二極管構(gòu)成整流電路。
圖6 新型DC/AC功率傳輸電路拓?fù)?br />
電路處于低頻AC正半周時(vg1～vg4信號波形參見圖4)，vg2=0，V2處于關(guān)斷狀態(tài)，vg3為高電平，V3處于導(dǎo)通狀態(tài)。在高頻脈沖周期內(nèi)，當(dāng)vg1高電平加到V1門極上時，其等效電路如圖7(a)所示。變壓器原邊，V1隨門極施加的高電平導(dǎo)通，電源U、繞組N1和功率開關(guān)管V1形成回路。而在變換器副邊，繞組N3的極性為上負(fù)下正。V3隨vg3為高電平而開通。V4隨vg4=0而關(guān)斷，其體內(nèi)寄生二極管反向關(guān)斷。副邊沒有形成電流回路，無電流流過。變壓器處于能量儲存階段。因此，電流i1=t線性增加，直至I1p=ton，變壓器磁芯儲能也增至(其中L1為繞組N1的電感量)。
圖7 等效電路圖當(dāng)V1隨vg1=0而關(guān)斷時，其等效電路如圖7(b)所示。變壓器原邊，由于V1關(guān)斷，漏感儲能引起較大反壓加在V1兩端，由于N1的匝數(shù)等于N2的匝數(shù)，當(dāng)UN2=U時，V2的體內(nèi)寄生二極管D2導(dǎo)通,箝位V1上的Uds為2U。N2此時作為復(fù)位繞組與D2構(gòu)成通路，將變壓器中的漏感儲能回饋到電源U中;變壓器副邊，繞組N3此時的電壓極性為上正下負(fù)，N3、V3、Cf、Zl和V4的體內(nèi)寄生二極管D4形成回路。此時由D4承擔(dān)高頻整流任務(wù)，得到一高頻直流脈沖，經(jīng)Cf濾波后，向負(fù)載Zl輸出低頻電功率，完成該單個脈沖內(nèi)變換器的能量傳遞。由SPWM調(diào)制原理可知，當(dāng)頻率調(diào)制比mf=足夠大時，可忽略系統(tǒng)相移，在高頻濾波電容Cf上，得到輸出電壓vo=Vosinω1t與vc同頻同相。
2.4 磁復(fù)位技術(shù)的要求
在高頻變壓器原邊，當(dāng)V1或V2接收SPWM脈沖列導(dǎo)通時，由于調(diào)制的頻率很低，遠遠小于高頻載波的頻率，在低頻調(diào)制信號的正半周或負(fù)半周內(nèi)，施加在變壓器繞組上的是同一方向的電壓，變壓器磁芯中的磁通將級進地逐漸增加，最終導(dǎo)致磁芯飽和，造成偏磁或單向磁化，導(dǎo)致很大的磁化電流而使電路無法正常工作。本文提出逐個脈沖磁復(fù)位技術(shù)，就是在每個高頻脈沖之后及時采取措施，使每一個高頻脈沖引起的磁通增加都回復(fù)到零，從而避免磁芯飽和。三角形法生成單極性SPWM波如圖8所示(以控制信號為低頻AC為例)。圖中控制信號電壓(調(diào)制波)vc=Vsinsinω1t(式中：ω1=2πf1，f1為逆變器輸出電壓要求的基波頻率，也為調(diào)制頻率;Vsin為控制信號電壓的峰值)，vt為等腰三角形載波電壓，Vtri為載波電壓的峰值，載波頻率為fs，周期為=Ts。則幅度調(diào)制比ma=，頻率調(diào)制比mf=。當(dāng)fs?f1、mf為偶數(shù)，且vc與vt起始相位相等時，vt、vc的波形有如圖8所示的關(guān)系，以下就這種情況進行討論。
圖8 三角形法生成SPWM波
從時間tn-1到tn是vt的第n個載波周期
tn-1=(n-1)Ts
tn=nTs其頂點=(n-)Ts
故有等腰三角波vt的兩段直線方程：當(dāng)(n-1)Ts
vt1=2Vtrifs[t-(n-1)Ts]當(dāng)(n-)Ts
vt2=-2Vtrifs(t-nTs)
設(shè)vt1、vt2與vc的交點分別在t=t1和t=t2，則
Vsinsinω1t1=2Vtrifs[t1-(n-1)Ts](1)
Vsinsinω1t2=-2Vtrifs[t2-nTs](2)
由式(1)、式(2)可以得到Doff=1-masin(3)Don=masin(4)
式中：Doff=為斷開占空比，toff=t2-t1為斷開時間;Don=為接通占空比。式(4)表明，在幅度調(diào)制比ma保持恒定時，SPWM高頻脈沖的占空比Don以基波頻率(調(diào)制頻率)且無相位差地按正弦規(guī)律變化。欲使磁芯復(fù)位，由變壓器磁芯的伏秒平衡規(guī)律要求有(忽略管壓降)VccDon voDoff(5)式中：Vcc為加在變壓器原邊繞組上的輸入直流電壓;vo為變壓器副邊輸出電壓。以式(3)、式(4)及vo=Vosinω1t代入式(5)得ma(6)由式(4)知，當(dāng)sin=1時，該脈沖具有此SPWM脈沖列中最大的占空比Don，若此時Doff滿足磁復(fù)位要求，則該列SPWM脈沖均滿足逐個脈沖磁復(fù)位要求。因此，由式(6)知當(dāng)ma=(7)時變壓器磁芯就可實現(xiàn)逐個脈沖磁復(fù)位。
3 試驗及仿真結(jié)果
為驗證本電路原理，作了以下仿真和試驗：輸入直流電壓36V;輸出交流電壓為24V;變壓器變比為1:1;低頻信號為50Hz正弦波;載波信號15kHz三角波;幅度調(diào)制比ma=0.5;功率開關(guān)管采用IRF460;開關(guān)頻率15kHz;輸出端高頻濾波電容Cf=5μF;負(fù)載Zl=200Ω。圖9、圖10為PSPICE仿真結(jié)果。
此時電路最大占空比為0.5，當(dāng)V1關(guān)斷，V2體內(nèi)的二極管D2開通，與N2形成通路，有電流Id(V2)，完成漏感儲能的回饋，并鉗位Vds(V1)至2U。在低頻正半周單個高電平脈沖加在開關(guān)管V1上時，其電流Id(V1)從零電流開始上升，且波形平滑，說明變壓器磁芯磁通已回復(fù)到零，且激磁電流未達到飽和電流。
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